許多系統(tǒng)采用異步通信方式，即數(shù)據(jù)在傳輸時不附帶同步時鐘信號。這種情況下，接收端必須自行確定正確的時序，才能對接收到的比特流進(jìn)行解碼。從輸入數(shù)據(jù)流中提取時鐘信號，并利用該時鐘在準(zhǔn)確時刻對比特進(jìn)行采樣，從而保證數(shù)據(jù)被正確解析的過程，被稱為時鐘與數(shù)據(jù)恢復(fù)（CDR）

本文將探討 CDR 如何從歸零碼（RZ）和非歸零碼（NRZ）兩種數(shù)據(jù)格式中提取時鐘信號。在此之前，我們需要先了解異步通信與 CDR 的基本特性。為便于理解，我們先簡要介紹一種不使用 CDR的系統(tǒng)架構(gòu)：同步時鐘轉(zhuǎn)發(fā)系統(tǒng)。

同步時鐘轉(zhuǎn)發(fā)系統(tǒng)

同步時鐘轉(zhuǎn)發(fā)系統(tǒng)是一種高速信令架構(gòu)，發(fā)送器（TX）在發(fā)送數(shù)據(jù)的同時，會一并送出時鐘信號，幫助接收器（RX）實現(xiàn)同步并準(zhǔn)確采樣數(shù)據(jù)。接收器只需將采樣時鐘與輸入時鐘對齊，無需設(shè)計復(fù)雜的 CDR 電路。圖 1 為該系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意。

盡管這種方案可以簡化接收器設(shè)計并降低功耗，但需要額外增加一條時鐘傳輸通道。由于時鐘與數(shù)據(jù)沿不同路徑傳輸，必須盡可能減小偏斜（由走線延時不等造成的時序錯位）。為有效解決這一問題，數(shù)據(jù)通路與時鐘通路的電路器件和 PCB 走線需要高度匹配，以此提升兩者之間的抖動跟蹤性能。

異步通信

同步時鐘轉(zhuǎn)發(fā)系統(tǒng)常見于 SPI、DDR等接口，但由于需要專用時鐘通道，在部分應(yīng)用中并不實用。這時便需要采用異步通信系統(tǒng)，圖 2 為典型示例。

接收器在沒有發(fā)送端時鐘參考的情況下，必須完成對輸入比特的解析。缺少時序信息時，輸入波形看起來就像是一串隨機(jī)比特流，極大增加了正確解碼的難度。例如，圖 3 中的同一波形，根據(jù)采樣頻率不同，既可以被解讀為 10110，也可以被解讀為 1100111100。

那么，接收器如何從一串隨機(jī)二進(jìn)制比特流中提取時鐘呢？要回答這個問題，我們需要分析數(shù)據(jù)的頻譜特性。

實現(xiàn)有效時鐘提取的頻譜特征

假設(shè)圖 4 為某一隨機(jī)比特序列的頻譜，其對應(yīng)時鐘頻率為 fb。我們能否通過一個窄帶濾波器，將時鐘信號從其他頻譜分量中分離出來？

答案是：不能。頻率 fb 處的幅度與周圍頻率分量并無明顯差異。因此，實際濾波器會將 fb 附近通帶內(nèi)的所有分量一并輸出，無法單獨提取時鐘信號。這類頻譜并不適合用于可靠的時鐘恢復(fù)。

反之，如果輸入數(shù)據(jù)的頻譜在時鐘頻率處存在明顯的能量尖峰，我們就可以通過多種信號處理方法提取時鐘信號，如圖 5 所示。

在上述頻譜中，fb 處的能量遠(yuǎn)高于鄰近分量。正因如此，我們可以從隨機(jī)比特流中生成低噪聲的周期性時鐘信號。

數(shù)據(jù)比特序列有多種編碼方式，不同編碼對應(yīng)不同的頻譜特征。在明確時鐘恢復(fù)所需的頻譜特性后，我們來分析兩種常用編碼格式的頻譜：RZ 與 NRZ。

RZ編碼數(shù)據(jù)

圖 6 展示了比特序列 1011001 的歸零碼（RZ）波形。

在該編碼方案中，比特 1 用高電平表示，并且在比特周期結(jié)束前會回到零電平；比特 0 則用低電平表示。信號在相鄰的 1 之間會拉低至零，因此得名 “歸零碼”。

圖中 Tb 表示一個符號的周期，b 代表波特（baud）。波特是衡量信道中每秒信號變化次數(shù)（即符號數(shù)）的單位。在本文討論中，波特率與比特率相等，但并非所有編碼方案都滿足這一關(guān)系，部分方案會在一個符號中嵌入多個比特。

圖 7 為 RZ 編碼數(shù)據(jù)的典型頻譜。

RZ 數(shù)據(jù)的頻譜在波特率 fb=1/Tb 處存在明顯的離散譜線（能量尖峰）。即使信號經(jīng)過低通濾波（無論是人為濾波還是傳輸介質(zhì)自然造成的衰減），fb 處的尖峰依然存在。圖 8 展示了濾波在時域和頻域?qū)?RZ 信號的影響。

當(dāng) RZ 數(shù)據(jù)通過低通濾波器后，fb 處的尖峰可能會因濾波器響應(yīng)產(chǎn)生一定衰減，但只要濾波器帶寬足夠，時域波形仍會在相鄰 1 之間歸零。此時，頻譜中 fb 處的離散分量依然保留。

我們可以使用帶通濾波器將該分量與鄰近頻率分離，從而實現(xiàn) CDR。該濾波器需要具備極窄的帶寬，且中心頻率需精確對準(zhǔn) fb。這類濾波器可通過鎖相環(huán)（PLL）實現(xiàn)，如圖 9 所示。

PLL 需要鎖定在 fb 的尖峰上，同時抑制周圍無用的頻率分量。值得注意的是，PLL 的帶寬可以僅為輸入頻率的極小一部分，從而實現(xiàn)極高 Q 值的響應(yīng)。

NRZ編碼數(shù)據(jù)

圖 10 展示了比特流 1011001 的另一種數(shù)據(jù)格式：非歸零碼（NRZ）。

在非歸零碼格式中，信號電平在整個比特周期內(nèi)保持不變。這一特性提升了帶寬效率，因為它避免了 RZ 編碼中額外的電平跳變。

NRZ 碼的缺點是同步難度更高。為理解這一時序同步問題，圖 11 給出了 NRZ 數(shù)據(jù)的典型頻譜。

NRZ 數(shù)據(jù)的頻譜在波特率 fb 處不存在離散譜線。事實上，其頻譜在 fb 的整數(shù)倍處幅值為零，意味著這些頻率上沒有能量。因此，與 RZ 格式不同，PLL 無法直接從 NRZ 數(shù)據(jù)中提取時鐘。

利用邊沿檢測從NRZ數(shù)據(jù)中恢復(fù)時鐘

要從 NRZ 數(shù)據(jù)中恢復(fù)時鐘，可先將其輸入邊沿檢測電路，如圖 12 (a) 所示。

邊沿檢測會改變 NRZ 數(shù)據(jù)的頻譜，在波特率 fb 處引入頻率尖峰。生成這一尖峰后，我們就可以使用 PLL 將其與周圍頻率分量分離，從而生成低噪聲時鐘。

部分資料將該電路描述為“將 NRZ 數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為類 RZ 數(shù)據(jù)”，但它并不能真正生成標(biāo)準(zhǔn) RZ 數(shù)據(jù)。例如，當(dāng)輸入連續(xù)多個 1 的 NRZ 序列時，輸出并不會像 RZ 那樣在相鄰 1 之間來回跳變。

想了解邊沿檢測為何能在 fb 處產(chǎn)生頻率分量，可參考 Behzad Razavi 所著《Design of CMOS Phase-Locked Loops From Circuit Level to Architecture Level》一書的 13.3 節(jié)。

總結(jié)

本文在介紹 CDR 基本概念后，分析了異步通信中 RZ 與 NRZ 兩種數(shù)據(jù)格式的時域和頻域特征?？梢钥吹剑i相環(huán)（PLL）在時鐘與數(shù)據(jù)恢復(fù)中扮演著關(guān)鍵角色。在下一篇文章中，我們將重點介紹用于時鐘恢復(fù)的 PLL 設(shè)計。

由于 CDR 中的 PLL 需要處理隨機(jī)輸入數(shù)據(jù)并生成周期性時鐘，只有特定類型的鑒相器適用于這一場景。我們將詳細(xì)講解其中一種經(jīng)典結(jié)構(gòu)：Hogge 鑒相器。

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